книги / Широкополосные дискретно-кодированные сигналы в радиотехнике и радиолокации
..pdfВ.Я. Плёкин
Широнопоаосны* аискротно-коаированные сигналы в радиотехнике и рааиоаокаиии
(серия “Конспекты лекций по радиотехническим дисциплинам”, вып. 18)
Рекомендовано УМО пообразованию в облает радиотехники,электроники, биомедицинскойтехникииавтоматизациив качествеучебногопособия длястудентов высшихучебныхзаведений, обучающихся
поспециальности200700 ‘Тадиотехника”направленияподготовки дипломированногоспециалиста654200 ‘Тадиотехника”
САЙНС-ПРЕСС
2005
УДК 621.396.96 П 38 ББК 32.95
Рецензенты:
докт. техн. наук, проф. В.В. Костров докт. техн. наук, проф. В.А. Лихарев
Редакционный совет: Бакулев П.А., Воскресенский Д.И. (председа тель), Карташев В.Г., Кулешов В.Н., Митрохин В.Н., Никитин О.Р., НикольскийВ.М., Смольский С.М., УшаковВ.Н., Федоров И.Б.
Серия “Конспекты лекций по радиотехническим дисциплинам”
Выпуск 18
ПлСкин В.Я.
П38 Широкополосные дискретно-кодированные сигналы в радиотехнике
ирадиолокации: Учебное пособие. - М.: САЙНС-ПРЕСС, 2005. - 64 с. ил.
ISBN 5-94818-025-5
Рассматриваются широкополосные дискретно-кодированные сигналы и оценивается возможность их использования для повышениякачественных пока зателей современных радиолокационных систем. Анализируются свойства функции неопределенности сложных сигналов, а также вопросы формирования и обработки фаземанипулированных сигналов и дискретно-кодированных по
частоте сигналов.
Для практических занятий и самостоятельной работы студентов ра диотехнических специальностей.
ISBN 5-94818-025-5
УДК 621.396.96
ББК 32.95
© САЙНС-ПРЕСС, 2005
ВВЕДЕНИЕ........................................................................................................... |
4 |
1. ВОЗМОЖНОСТИ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ДИСКРЕТНО- |
|
КОДИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ В РАДИОТЕХНИКЕ |
|
И РАДИОЛОКАЦИИ..................................................................................... |
6 |
1.1. Дискретно-кодированные сигналы и их свойства............................. |
6 |
1.2. Алгоритмы формирования дискретно-кодированных сигналов. 11 |
|
Вопросы для самоконтроля......................................................................... |
16 |
2. ФУНКЦИЯ НЕОПРЕДЕЛЕННОСТИ ДИСКРЕТНО- |
|
КОДИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ |
17 |
2.1. Математическое описание функции неопределенности |
|
дискретно-кодированных сигналов................................................... |
17 |
2.2. Сравнительный анализ дискретно-кодированных |
|
сигналов по виду функции неопределенности................................ |
18 |
2.3. Свойства функции неопределенности дискретно- |
|
кодированных по частоте сигналов .................................................. |
21 |
Вопросы для самоконтроля........................................................................ |
27 |
3. СИСТЕМЫ ДИСКРЕТНО-КОДИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ............. |
28 |
3.1. Функция неопределенности составных |
|
дискретно-кодированных сигналов .................................................. |
28 |
3.2. Анализ свойств функции неопределенности составных |
|
дискретно-кодированных по частоте сигналов .............................. |
30 |
3.3. Системы фазоманипулированных сигналов.................................... |
35 |
3.4. Формирование функции неопределенности дискретно- |
|
кодированных сигналов с заданными свойствами........................ |
37 |
Вопросы для самоконтроля........................................................................ |
44 |
4.ПОСТРОЕНИЕ УСТРОЙСТВ ФОРМИРОВАНИЯ
ИОБРАБОТКИ ДИСКРЕТНО-КОДИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ....45
4.1. Устройства формирования и обработки |
|
фазоманипулированных сигналов...................................................... |
45 |
4.2. Устройства формирования и обработки |
|
дискретно-кодированных по частоте сигналов .............................. |
51 |
4.3 Анализ помехозащищенности РЛС при использовании |
|
дискретно-кодированных сигналов................................................... |
57 |
Вопросы для самоконтроля........................................................................ |
61 |
ЗАКЛЮЧЕНИЕ................................................................................................. |
62 |
ЛИТЕРАТУРА................................................................................................... |
63 |
|
3 |
Развитие теории и техники цифровой обработки сигналов (ЦОС) в последние годы связано с повышением быстродействия современных ЭВМ и достижениями компьютерных технологий. Эти тенденции привлекают внимание специалистов в различных областях радиотех ники и электроники, системах связи, управления, радиолокации и ра дионавигации.
Использование методов ЦОС возможно при условии преобразова ния непрерывной информации источников сигналов в дискретную фор му. Это достигается дискретизацией непрерывных сигналов во времени и квантованием параметров сигналов по уровню. Следовательно, мето ды ЦОС требуют разработки дискретных (машинных) алгоритмов фор мирования и отработки сигналов. В связи с этим проявляется интерес к разработке новых алгоритмов формирования сложных сигналов; к их числу относятся, в частности, дискретно-кодированные сигналы (ДКС), которые благодаря своей структуре при обработке хорошо сопрягаются с цифровой техникой.
Поэтому при рассмотрении алгоритмов формирования сложных сигналов, расчету и анализу функции неопределенности (ФН), а также вопросов их моделирования основное внимание уделено ДКС. К сложным (широкополосным) сигналам относятся такие сигналы, поло са частот которых значительно больше, чем полоса частот передавае мого сообщения.
Из теории сигналов известно, что для простых сигналов мини мальное значение произведения ширины его спектра Fc на его длитель
ность Т примерно равно единице. В отличие от простых сигналов это произведение для сложных сигналов существенно больше единицы. Та ким образом база сложных сигналов В = FCT » 1.
Увеличение базы сигнала может быть достигнуто за счет увеличе ния либо длительности сигнала, либо ширины его спектра. При выделе нии сигнала на выходе фильтра, согласованного со сложным сигналом, происходит увеличение отношения сигнал/помеха по сравнению с его отношением на входе
a |
q° |
- (pJPn)-*FcT _ |
|
Рс/Рп |
Рс/ Рп |
где q\ = 2E/Nn - отношение энергии сигнала Е к спектральной плотно сти помехи.
Следовательно, на выходе согласованного фильтра отношение сигнал/помеха возрастает в 2FCT раза, что дает возможность улучшить
энергетические характеристики радиосистем.
Кроме того сложные сигналы обладают хорошими автокорреля ционными свойствами, которые позволяют сформировать «кнопочную» функцию неопределенности, что обеспечивает совместную высокую разрешающую способность по времени и частоте при относительно ма лом уровне боковых лепестков (УБЛ) на выходе фильтра сжатия.
На практике наибольшее распространение получили сложные сиг налы с частотной модуляцией (ЧМ), фазовой манипуляцией (ФМ) и по следовательности максимальной длины (М-последовательности).
С учетом особенностей формирования и цифровой обработки сложных сигналов рассмотрим дискретно-кодированные сигналы и их свойства, а также возможности их использования для повышения каче ственных показателей радиолокационных систем (РЛС).
Следует также учитывать, что повышение помехозащищенности и скрытности работы РЛС напрямую связано с увеличением базы исполь зуемого сложного сигнала и количеством возможных его вариантов на основе применения системы сигналов.
1. ВОЗМОЖНОСТИ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ДИСКРЕТНО-КОДИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
ВРАДИОТЕХНИКЕ И РАДИОЛОКАЦИИ
1.1.Дискретно-кодированные сигналы и их свойства
Дискретно-кодированные сигналы в общем случае представляют собой упорядоченные последовательности, которые воздействуют через фик сированные интервалы времени на амплитуду, фазу и частоту когерент ной непрерывной несущей [1].
Общее описание этих сигналов имеет вид [1]
( U )
где N - размерность ДКС; л=0,1,2,..., N -1; ап, / п и<рп - код амплитуды,
частоты и фазы соответственно; / 0 - несущая частота; Pn(t) - импульс
единичной амплитуды длительности Т\
( 12)
Согласно формуле (1.1), ДКС могут быть кодированы по амплиту де, фазе, частоте или одновременно по нескольким параметрам. Можно выделить два варианта классификации ДКС.
Согласно первому варианту классификации, все ДКС подразделя ются на три основные группы [1]. В г р у п п у I входят последователь
ности импульсов с постоянной несущей частотой. В г р у п п у |
II входят |
бинарные фазовые коды и многофазные коды. В г р у п п у |
III входят |
дискретные частотные последовательности.
Второй вариант классификации базируется на определении час тотно-временной матрицы [2].
Пусть АД и Atk - соответственно полоса и длительность k-то эле ментарного сигнала, описываемого функцией akrg^r(t), a Fr и Т - соот ветственно полоса и длительность сложного (широкополосного) сигна ла. Тогда закон, по которому размещаются величины АД и А4 в ограни ченной пределами 0-T,0-Fr, называется частотно-временной матрицей сложного сигнала.
Согласно второму варианту классификации все основные виды сложных сигналов можно отобразить с помощью трех частотно
временных матриц, показанных на рис. 1.1,я, б,в. В соответствии с этим различают: параллельные (рис. 1.1,а), последовательные (рис. 1.1,6) и последовательно-параллельные (рис. 1.1.в) сложные сигналы.
Длительности и полосы элементарных сложных сигналов для любых htj удовлетворяют следующим условиям:
параллельные
Дh= Atj =Г, 1/Т< A fk= Afj <Fr ; |
(1.3) |
последовательные |
|
1/ Fr<Atk= Atj<T, A fk= Af=Fr ; |
(1.4) |
последовательно-параллельные |
|
1/ Fr<Atk= Atj<T, 1IT < AJk= Afj <Fr. |
(1.5) |
В последнем случае частотно-временная матрица может быть различной, например такой, как показано на рис. 1.1,в.
Остановимся на рассмотрении последовательных и последова тельно-параллельных ДКС. В первом случае описываются импульсные последовательности и различные виды фазовой манипуляции, а во вто ром - дискретно-частотная манипуляция и совместная частотная и фа зовая манипуляция сигналов.
Рассмотрим некоторые из известных ДКС.
Последовательности импульсов с постоянной несущей часто той (группа I). Кодированные сигналы, которые получаются при огра ничении величин элементов последовательности {ап} в группе I только значениями 1 и 0, называются последовательностями импульсов с по стоянной непрерывной несущей [1,3]. Описание этих сигналов получа
ется из соотношения (1.1) при отбрасывании / п и |
<рп. Это приводит к |
|
определению [1]: |
|
|
И 0 = |
О <t<NT\ |
( 1.6) |
|
||
о |
при других t. |
|
Наиболее простая структура импульсной последовательности по лучается в том случае, если последовательность {ап} определяется со отношениями:
ап = 1, п - 1 = 0 mod/?, ап =1, //- 1 * 0 mod /?, |
(1.7) |
гдер = 1,2.... и на него должно делиться без остатка ЛЧ, давая в результате
N - 1 |
(1.8) |
М - \ =— |
Р
где М - число единиц в последовательности.
Предполагается, что первым и последним элементами последова тельности всегда являются единицы. В качестве примера рассмотрим случай, когда N=11 и/?=4. Тогда А/=5 и {ая}=1000100010001.
Сигналы на основе такой последовательности, называются регу лярными импульсными последовательностями.
Преимущество таких импульсных последовательностей - простота их технической реализации.
Одним из свойств регулярной импульсной последовательности яв ляется отсутствие излучения между импульсами. Это позволяет вклю чать приемник радиолокатора для обработки до того, как последова тельность импульсов будет полностью передана в эфир. Вторым свой ством является наличие свободной области, которая окружает цен тральный максимум сжатого сигнала.
Следует отметить невыгодность использования зондирующего сигнала с амплитудной модуляцией. Эго объясняется тем, что ампли тудная модуляция не позволяет наиболее полно реализовать предельные импульсную и среднюю мощность передатчика. Поэтому, сигнал дол жен быть модулирован по фазе. Учитывая, что фаза определяется как интеграл от частоты, сигнал может быть как с фазовой модуляцией и манипуляцией, так и с частотной модуляцией и манипуляцией.
Бинарные фазовые коды (группа П). Общее представление для бинарных фазовых кодов можно получить из соотношения (1.1), поло жив ап=1 и опустивf n. Оно принимает следующий вид:
AM |
0 < l< NT; |
с X anpn(0 ехр[j{2n f0t + «3„}], |
|
^ (0 = < п=0 |
(1.9) |
о |
при других /, |
где <рп =0, л
Для удобства в последующем рассмотрении использован коэффи циент с„ равный
c„ = exp[j<pj. |
(1.10) |
Так как срп=0, ж, то сп=±1. При исследовании свойств бинарных фазо
вых кодов часто используют коэффициент d„=0\\. Три различные пары элементов, с помощью которых можно представить бинарную фазовую последовательность представлены в таблице 1.1.
Таблица 1.1
<Рп |
С„ |
dn |
0 |
+1 |
0 |
п |
-1 |
1 |
Последовательности Баркера. Это семейство бинарных последо вательностей имеет сечение функции неопределенности при нулевой частоте следующего вида:
*(*,0) |
N, |
*=0; |
±1, |
(U 1) |
|
|
0, к ф0. |
Преимуществом кодов Баркера являются минимально достижимые суммарный и максимальный УБЛ функции неопределенности. Недоста ток состоит в ограниченности базы (<13). Кроме того при наличии доп леровского сдвига этот код не обладает хорошими характеристиками.
Последовательности максимальной длины. Последовательности максимальной длины (или М-последовательности) образуют другой класс бинарных последовательностей, которые могут быть использованы для фазового кодирования [1,2]. Эти последовательности образуются с помо щью рекуррентных формул, которые выбираются таким образом, чтобы обеспечить генерирование максимального числа элементов последова тельности, равного 2я-1, прежде чем последовательность циклически по вторится, где п - число разрядов регистра сдвига, формирующего код.
Преимуществом сигналов, использующих М-последовательности, является неограниченность базы; недостатком - большая неравномер ность спектра в сравнении с сигналами на основе кодов Баркера. Для больших N отношение пикового значения ФН сигнала на основе усе
ченной ^/-последовательности приближенно равно \1~М
Многофазные коды {группа II). Общее описание многофазных ко дов также выводится из соотношения (1.1), если положить а„=1 и опус тить/,. Выражение для y/(t) задается (1.9), но <рп не ограничивается лишь
значениями 0 или п. В общем случае последовательности {срп } будут
многозначными. Как и для случая бинарных фазовых кодов, удобно пе рейти к коэффициентам сп, где с„- определяется по формуле (1.10).
Многофазный код Фрэнка. Среди сигналов, характеризующихся низким УБЛ ФН, хорошо известны многофазные сигналы, модулиро ванные кодами Фрэнка [1]. Структура такого сигнала позволяет его 9
представить несколькими сегментами, в пределах каждого из которых фаза изменяется по линейному закону. Следовательно, сигналы, моду лированные кодами Фрэнка, можно считать частным случаем когерент ных сигналов с дискретной частотной модуляцией.
При отсутствии доплеровского смещения ФН обладает хорошими свойствами. Однако при наличии доплеровского смещения этот код приводит к значительным потерям.
Дискретные частотные последовательности (группа П1). Дис кретные кодированные сигналы, полученные на основе частотных по следовательностей {fn}, образуют третью группу сигналов. Общее пред ставление этих сигналов имеет вид:
N
<Р(0= £«„(О ехр[ j • lic fj], П=1
Un(0 = a„P„exp[}-2zfnt],
где P„{t) = P[t-(n-\)T], (п -\)Т <t<tiT, ая =
Конкретная структура последовательности, которая при этом по лучается, рассматривается как сигналы со ступенчатой частотной моду ляцией, у которых частоты разнесены на 1/Т друг от друга.
Наиболее часто встречающиеся ДКС: дискретный линейный час- тотно-манипулированный сигнал (см. рис. 1.1,в), который обозначается как ЛЧМ-сигнал, и дискретный частотно-манипулированный сигнал F-образного вида.
Джоном П. Костасом была предложена новая разновидность дис кретно-кодированных радиолокационных сигналов, функция распреде ления которых по внешнему вцду приближается к идеальной «кнопоч ной» форме. Низкий уровень «пьедестала» достигается тщательным подбором структуры спектра частотного заполнения каждого переда ваемого импульса [4].
Выбор частотно-временного кода пачки импульсов зависит от ряда факторов. При ограниченной импульсной мощности передатчика энер гия, приходящаяся на один импульс, будет максимальной, если в каждый момент времени излучается только один импульс. Энергия в импульсе - это ключевой параметр процесса обнаружения цели при наличии шумов. Для обеспечения необходимых характеристик обнаружения в условиях реверберации (мешающих отражений), которые создают помехи наблю дению, требуется несколько независимых этапов облучения целей. В случае нулевых доплеровских частот излучение, например второго им пульса, в некотором частотном канале окажется практически бесполез ным, поскольку удвоение энергии отраженного сигнала сопровождается