Skhemotekhnika_PE
.pdf111
работа на значительную емкостную нагрузку. Кроме того, усилители этого типа усиливают сигналы в широкой полосе частот, в них должны быть при- няты меры по минимизации спектральной плотности шума. В самом деле, расширение полосы пропускания усилителя в 100 раз приводит при равно- мерной спектральной плотности шума к увеличению действующего значе- ния шума в 10 раз. Поэтому обычные значения спектральной плотности на- пряжения шума для широкополосных ОУ составляют единицы нВ/Гц0,5.
Важное значение для схем с широкополосными ОУ, особенно при ра- боте на длинную линию, имеют также следующие параметры:
−коэффициент стоячей волны напряжения (КСВН) – отношение максимального действующего значения напряжения в линии связи к мини- мальному. Показывает, какая часть мощности, поступающей от источника сигнала, отражается от нагрузки. В идеале КСВН должен быть равен единице;
−развязка между входом и выходом – малосигнальная характери- стика переменного тока, показывающая какая часть выходного сигнала уси- лителя, вернется в его входную цепь через паразитные связи.
8.1Работа транзисторного усилительного каскада на высоких частотах
Прохождение широкополосных сигналов по электрическим цепям обусловлено целым рядом факторов, к числу которых, в первую очередь, можно отнести влияние паразитных параметров (таких, как паразитные ем- кости и индуктивности элементов, паразитные емкостные и индуктивные связи между участками электрической цепи), а также особенности распро- странения сигналов по линиям связи, когда их длина соизмерима с длиной волны.
Как известно, из трех основных схем включения транзистора наи-
большим коэффициентом усиления по мощности обладает схема с ОЭ (рис. 8.1,а). Однако эта схема имеет и наихудшие частотные свойства. Все- му виной эффект Миллера, обусловленный емкостью между коллектором и базой транзистора СКБ, из-за чего схема с ОЭ ведет себя на высоких часто- тах как интегрирующее звено.
В этом случае источник сигнала оказывается нагруженным на RС- цепь с эквивалентной постоянной времени τ, которая согласно упрощенной ВЧ-модели каскада с общим эмиттером, приведенной на рис. 2.23, опреде-
ляется выражением
τ = (1+ KU)CKБ (RГ ║ h11.Э),
где KU – коэффициент усиления каскада на средних частотах.
Проще всего можно расширить полосу пропускания каскада с ОЭ, включив последовательно с коллекторной нагрузкой индуктивность в не-
112
сколько микрогенри (рис. 8.1,б), которая скорректирует спад усиления на высоких частотах.
а) |
|
|
б) |
|
+EК |
|
+EК |
|
|
|
|
|
RК |
|
LК |
|
|
|
|
CКБ |
|
|
RК |
|
|
|
|
CБЭ |
VT1 |
CКЭ |
VT1 |
|
|||
|
|
Рис. 8.1
Принципиальная схема широкополосного усилителя ERA-3SM фир- мы Mini-Circuits с усилением до 20 дБ в полосе 0...8 ГГц и типовая схема
его включения приведены на рис. 8.2. |
|
а) |
б) |
R1 |
|
3 |
|
|
|
|
|
+E |
|
|
|
|
|
|
1 |
VT1 |
|
4 |
|
|
Ñ |
|||
|
|
VT2 |
1 |
|
|
|
|
|
3 |
R2 |
R3 |
R4 |
|
DA1 |
|
|
|||
|
|
|
|
2 |
|
2 |
4 |
|
|
Рис. 8.2
Всхеме с ОБ эффект Миллера отсутствует, но в силу малого входного
ивысокого выходного сопротивления каскада усиление мощности возмож- но только при работе с низкоомным источником сигнала и высокоомной на- грузкой, что не всегда возможно реализовать на практике. Каскад с ОК (эмиттерный повторитель) также обеспечивает широкую полосу пропуска- ния, но не усиливает сигнал по напряжению. По этим причинам для по- строения широкополосных усилителей часто применяют более сложные со- ставные схемы включения транзисторов, представленные на рис. 8.3 (цепи смещения не показаны).
Первая из них, схема ОБ-ОК (рис. 8.3, а) обладает малым входным (каскад с ОБ) и малым выходным (каскад с ОК) сопротивлением и может
быть использована для построения магистральных усилителей (драйверов
113
линий) для проводных линий связи с волновым сопротивлением 50 Ом, а также в приемниках ультразвуковых сигналов. Высокоомная нагрузка, не-
обходимая для усиления сигнала по напряжению во входном каскаде с ОБ (VT1), обеспечивается подключением к его выходу эмиттерного повторите- ля (VT2) с большим входным сопротивлением.
а) б)
|
+E |
+E |
|
RК |
RК |
VT1 |
|
|
VT2 |
VT2 |
|
|
UОF |
|
|
RL |
VT1 |
|
|
в) |
–E |
г) |
+E |
+E |
|
|
|
RК |
VT1 |
RК |
VT1 |
|
|
|
|
|
VT2 |
|
VT2 |
RЭ |
Рис. 8.3
Вкаскадной схеме ОЭ-ОБ (рис. 8.3,б) эффект Миллера практически устранен фиксацией потенциалов коллектора транзистора VT1 и базы тран- зистора VT2.
Схема ОК-ОБ (рис. 8.3,в) широко используется во входных каскадах ОУ. Здесь эффект Миллера также устраняется фиксацией потенциалов кол- лектора транзистора VT1 и базы транзистора VT2.
Всхеме ОК-ОЭ (рис. 8.3,г) низкое выходное сопротивление эмиттер- ного повторителя на транзисторе VT1 позволяет заметно снизить постоян- ную времени звена обратной связи усилительного каскада с ОЭ на транзи- сторе VT2, и тем самым, повысить частоту среза усилителя. Эта схема часто применяется в каскадах усиления напряжения ОУ.
8.2 Применение ОУ для усиления радиочастотных сигналов
С появлением ОУ с частотой единичного усиления свыше 300 МГц у разработчиков появилась возможность использовать эти интегральные уст- ройства для усиления и преобразования сигналов радиочастотного диапазо- на. ОУ такого класса по ряду критериев имеют определенные преимущества
114
перед обычными ВЧ-усилителями, что хорошо видно из сравнения их свойств, приведенных в табл. 8.1.
|
|
Таблица 8.1 |
|
Параметр |
ВЧ-усилитель |
Широкополосный операционный |
|
|
|
усилитель |
|
Усиление |
Почти всегда фиксировано |
Легко настраивается в очень широком |
|
|
|
диапазоне |
|
Полоса пропус- |
Ограничена снизу емко- |
Начинается от постоянного тока. Удовле- |
|
кания |
стью разделительных |
творяет требованиям к равномерности |
|
|
конденсаторов. Может |
АЧХ, принятым для ВЧ-усилителей в |
|
|
достигать очень высоких |
диапазоне до сотен мегагерц |
|
|
частот (выше 100 ГГц). |
|
|
|
Обычно составляет две |
|
|
|
декады |
|
|
Коэффициент |
Типичное значение 1,5 |
Может быть настроен намного лучше для |
|
стоячей волны |
|
конкретной частоты, чем ВЧ-усилитель |
|
напряжения |
|
|
|
входа/выхода |
|
|
|
Развязка между |
20...30 дБ считается хо- |
Возможна намного более высокая развяз- |
|
входом и выхо- |
рошим показателем. |
ка. Ухудшается на высоких частотах. |
|
дом |
Слабо зависит от частоты |
Выше при неинвертирующем включении, |
|
|
|
чем при инвертирующем |
|
|
|
|
|
Коэффициент |
Может быть очень низ- |
Зависит от усиления. При больших уси- |
|
шума |
ким. Типичные значения |
лениях лучше, но не менее 12 дБ для ти- |
|
|
2...5 дБ |
пичных ОУ. Схемотехнически может |
|
|
|
быть снижен до <5 дБ |
|
Коэффициент |
Средние уровни. |
Очень хорошее подавление при стабили- |
|
подавления двух- |
Мало зависят от частоты |
зированном питании. Сильно ухудшается |
|
тональных ин- |
|
с ростом частоты. Искажения могут быть |
|
термодуляцион- |
|
существенно снижены на низких часто- |
|
ных искажений |
|
тах |
|
Амплитудные |
Малый уровень при пита- |
Требуются большие диапазоны напряже- |
|
искажения |
нии от стабильных источ- |
ний питания для той же выходной мощ- |
|
|
ников напряжения. |
ности, что у ВЧ-усилителей. Быстро уве- |
|
|
Слабо зависят от частоты |
личиваются с ростом частоты из-за огра- |
|
|
|
ниченной скорости нарастания выходно- |
|
|
|
го напряжения |
|
Ток питания |
Обычно однополярное |
Как правило, биполярное питание, одна- |
|
|
питание. Большие токи |
ко почти всегда возможно однополярное |
|
|
покоя |
питание. Сравнительно малые токи покоя |
|
|
|
|
|
Типовые схемы включения ОУ в качестве ВЧ-усилителей представле- ны на рис. 8.4.
115
а) |
б) |
|
|
СК |
|
|
|
|
Ñ |
RН |
UВЫХ |
|
Ñ |
|
|
|
|
||
RК |
DA1 |
|
|
|
|
|
|
|
RК |
R1 |
DA1 |
|
|
R2 |
R2 |
||
|
R1 |
|
|
||
|
|
|
|
|
Рис. 8.4
СК
RН UВЫХ
Неинвертирующее включение (рис. 8.4, а) отличается от стандартного наличием резисторов RК и RН на входе и выходе усилителя. Эти резисторы обеспечивают согласование входа и выхода усилителя со стандартным ко- аксиальным кабелем с волновым сопротивлением 50 Ом. Поскольку выход- ное сопротивление ОУ растет с увеличением частоты, параллельно RН сле- дует включить компенсирующий конденсатор СК. Такая мера позволяет расширить на 30 ÷ 40 % область частот до сотен мегагерц с приемлемым КСВН.
На рис. 8.4,б представлена схема инвертирующего включения ОУ. Поскольку входное сопротивление схемы должно быть согласовано с ис- точником сигнала, необходимо чтобы RК ║ RН = 50 Ом.
|
Если полоса частот усиливаемых сигналов начинается не от нуля, то |
можно применить схемы с однополярным питанием (рис. 8.5). |
|
а) |
б) |
|
+E |
|
+E |
|
|
|
R |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
R |
|
|
|
|
Ñ |
RН |
UВЫХ |
|
|
Ñ |
RН |
|
|
|||
|
|
UВЫХ |
R |
|
|
|||
RК |
R |
|
|
|
R1 |
DA1 |
|
|
DA1 |
|
|
|
R2 |
|
|||
R1 |
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
R2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
RК |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис. 8.5
Входное согласующее сопротивление RК неинвертирующей схемы (рис. 8.5, а) должно рассчитываться из условия RК ║ (R/2) = 50 Ом, а инвер- тирующей (рис. 8.5,б) – из условия RК ║ R1 = 50 Ом.
116
8.3 Широкополосные ОУ с обратной связью по току
Как указано в табл. 8.1, быстродействующие ОУ проигрывают обыч- ным ВЧ-усилителям по уровню амплитудных искажений. Это объясняется сравнительно малыми значениями предельной скорости нарастания выход- ного напряжения ОУ, что обусловлено медленным перезарядом внутренних емкостей усилителя малыми токами входных каскадов. В последние годы многие фирмы предлагают ОУ с токовым (низкоомным) входом для сигнала обратной связи, так называемые ОУ с обратной связью по току (ОСТ- усилители), которые обеспечивают исключительно высокие скорости на- растания. Основное отличие этих усилителей от обычных ОУ с высокоом- ными входами, которые можно назвать усилителями с обратной связью по напряжению (ОСН-уси-лители), заключается в схемотехнике входного кас- када. На рис. 8.6 изображены упрощенные типичные схемы входных каска-
дов ОСН и ОСТ-усилителей. |
|
а) |
б) |
RК
U+
VT1
<<
|
+E |
|
+E |
<< |
|
|
||
RК |
|
|
UВЫХ |
–E |
|
|
U+ |
|
U– |
+E |
|
VT2 |
|
|
IЭ |
<< |
|
–E |
||
–E |
||
|
Рис. 8.6
IВЫХ+
U–
IВЫХ–
Усилители ОСН имеют лучшие точностные характеристики, чем уси- лители ОСТ, поскольку им свойственны:
−низкое входное напряжение смещения;
−согласованные по величине и весьма малые входные токи;
−большое значение коэффициента подавления нестабильности пи- тания КП.П;
−высокий коэффициент ослабления синфазного сигнала (КОСС).
Характерными чертами входного каскада усилителя ОСТ являются его следующие параметры:
−ненулевое смещение входного напряжения;
−несогласованные входные токи;
117
−существенное различие входных сопротивлений инвертирующего
инеинвер-тирующего входов.
Входной каскад типичного усилителя ОСТ представляет собой двух- тактный биполярный повторитель напряжения, каждое плечо которого вы- полнено на паре комплиментарных транзисторов, включенных по схеме ОК-ОК. Для того чтобы напряжение смещения на выходе каскада было рав- но нулю, необходимо, чтобы напряжение база–эмиттер n-р-n- и p-n-p- транзисторов были бы равными. Так как транзисторы разного типа прово- димости создаются на различных стадиях изготовления ИМС, такое согла- сование трудно обеспечить. Входные токи «–» и «+»-входов в усилителе ОСТ принципиально различны. В то время как входной ток неинвертирую- щего входа (U+) равен разности базовых токов, входной ток инвертирующе- го входа (U–) – это разность эмиттерных токов, которые в десятки раз боль- ше базовых. Как следствие при неточном согласовании характеристик ком- плиментарных транзисторов входной ток U– входа может существенно пре- вышать входной ток U+ входа. Для выравнивания входных токов покоя во многих моделях ОСТ-усилителей базы входных транзисторов U+ входа со- единяют с их коллекторами (рис. 8.7).
+E |
Токовое |
|
зеркало |
||
<< |
СК |
|
|
||
VT1 |
VT3 |
|
– |
U– |
|
U+ |
||
|
||
+E |
VT4 |
|
VT2 |
||
<< |
СК |
|
|
||
–E |
Токовое |
|
|
зеркало |
Рис. 8.7
Ñ |
UВЫХ |
K=1 |
|
Это также облегчает согласование транзисторов с-целью уменьшения напряжения смещения нуля. Одно из основных преимуществ ОСТ- усилителей состоит в том, что они требуют меньшего количества каскадов усиления по напряжению, чем усилители с ОСН. Часто ОУ с ОСТ состоит просто из входного буферного повторителя, одного каскада усиления на- пряжения и выходного буферного повторителя. Меньшее число каскадов усиления напряжения означает меньшее запаздывание по фазе в разомкну-
118
той системе. Базовая ОСТ-структура – однокаскадный усилитель напряже- ния (рис. 8.7). Единственный высокоимпедансный узел в схеме – это точка подключения входа выходного буфера. В отличие от ОСТ-усилителей уси- лители с ОСН требуют двух или даже большего количества каскадов усиле- ния по напряжению. Это увеличивает порядок системы и ухудшает ее ус- тойчивость, для обеспечения которой зачастую приходится идти на сужение полосы пропускания усилителя.
Искажения сигнала в операционных усилителях обусловлены нели- нейностью переходной характеристики и максимальной скоростью нараста- ния выходного напряжения. Благодаря высокой симметрии схемы входного каскада ОСТ-усилители отличаются весьма малой нелинейностью переход- ной характеристики. Для ОСТ-усилителей характерна также более высокая скорость нарастания выходного напряжения. Из рис 8.7 видно, что скорость нарастания определяется токами, которыми транзисторы VT3 и VT4 могут заряжать конденсаторы коррекции СК. В отличие от ОСН-усилителей этот ток не ограничен каким-либо фиксированным значением. В первом при- ближении можно даже считать, что в ОСТ-усилителе нет предела скорости нарастания. Некоторые ОСН-усилители имеют входной каскад, выполнен- ный по ОСТ-схеме, но сигнал поступает на инвертирующий вход через бу- ферный усилитель. Это расширяет возможные схемы построения цепей об- ратной связи таких усилителей с сохранением высоких динамических ха- рактеристик.
|
Рассмотрим характеристики ОСТ-усилителя в различных вариантах |
включения (рис. 8.8). |
|
а) |
в) |
|
Ñ |
|
|
|
|
DA1 |
|
|
1 |
|
|
|
|
|
UВХ |
R2 |
UВЫХ |
UВХ |
UВЫХ |
|
|
|
Z(s) |
|
|
R1 |
|
IВХ |
RBX |
б) |
|
|
R2 |
|
g |
s |
R1 |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
Z(s) |
|
Рис. 8.8
На рис. 8.8,в представлена эквивалентная малосигнальная схема ОСТ- усилителя в неинвертирующем включении. Будем полагать входные харак- теристики усилителя идеальными. Для ОСТ-усилителя это означает
119
RВХ.НЕИНВ = ∞, RВХ.ИНВ = 0, UOFF = 0. Найдем передаточную функцию этой схемы, для которой справедливы уравнения
IBX = UBX -UВЫХ + UBX ,
R2 R1
UВЫХ = IВХ Z(s),
где Z(s) – передаточный импеданс – основной усилительный параметр ОСТ- усилителя.
Для постоянного тока типичные значения передаточного импеданса ОСТ-усилителей лежат в пределах от сотен кОм до сотен МОм. После пре-
образований найдем
R1 + R2
UВЫХ = |
|
|
|
R1 |
|
IBX |
|
|
|
|
|
|
|||
UBX |
1 |
+ |
|
R2 |
|
|
|
|
Z(s) |
||||||
|
|
Обозначим
(Rl + R2)/Rl = K.
Передаточный импеданс моделируется схемой замещения на рис. 8.8, б. Тогда
Z(s) = 1/(g + sCK),
где СK– емкость корректирующего конденсатора при полной частотной коррекции усилителя. Учитывая, что gR2 << l, окончательно получим
W (s) = UВЫХ = |
|
K |
» |
|
|
K |
. |
||
1+ gR + sR C |
1 |
+ sR C |
|||||||
U |
BX |
|
|
||||||
|
2 |
2 K |
|
|
|
2 K |
|
Выражение позволяет сделать важный вывод: полоса пропускания и усиление ОСТ-усилителя могут быть установлены независимо друг от дру- га. Действительно, при регулировке коэффициента усиления изменением сопротивления резистора R1 верхняя граничная частота fв = 1/2πR2CK не ме- няется. Для инвертирующего включения аналогичным способом можно по-
лучить
W (s) = UВЫХ = - R2 |
× |
|
|
K |
» - |
R2 |
|
K |
|
. |
||
1+ gR + sR C |
R 1+ sR C |
|
||||||||||
U |
BX |
R |
|
|
K |
|||||||
|
1 |
|
2 |
2 K |
1 |
2 |
а это означает возможность независимой регулировки усиления и полосы пропускания ОСТ-усилителя и при инвертирующем включении. Следует отметить, что в схеме инвертирующего ОСН-усилителя также возможна не-
зависимая регулировка полосы пропускания и усиления при подключении дополнительного резистора между инвертирующим входом (виртуальным нулем) и землей. При этом усиление входного сигнала не изменится, а по-
лоса пропускания сузится за счет уменьшения коэффициента передачи цепи обратной связи.
Преимущества ОСН-усилителей:
120
−более низкий шум;
−лучшее преобразование сигналов постоянного тока;
−большая свобода выбора цепей обратной связи. Преимущества ОСТ-усилителей:
−большие скорости нарастания;
−меньшие искажения;
−возможность независимой регулировки усиления и полосы про- пускания как в инвертирующем, так и в неинвертирующем включении.
8.4 Усилители дифференциальных линий
Линии передачи высокочастотных сигналов имеют существенные от- личия от линий связи, используемых в низкочастотных приборах. Эти отли-
чия обусловлены соизмеримостью длины высокочастотных линий с длиной волны передаваемых сигналов, а также необходимостью защиты от проник- новения помех в очень широкой полосе частот. В низкочастотных устрой- ствах, как правило, стараются обеспечить минимальный выходной импе- данс источников сигналов и максимальный входной импеданс приемников. Это обеспечивает максимальное усиление сигнала по напряжению. При пе- редаче радиочастотных сигналов требование совершенно иное: полные
входные и выходные сопротивления источников и приемников сигналов должны быть равны волновому сопротивлению линии связи, или, как гово- рят, линия должна быть согласована на обоих концах. Только при этом ус- ловии отсутствуют отражения сигналов от концов линии и, следовательно,
обеспечивается передача максимальной мощности сигнала в направлении от источника к приемнику.
В качестве линий передачи высокочастотных сигналов обычно ис-
пользуются коаксиальные кабели и экранированные или неэкранированные витые пары проводов. Коаксиальные кабели с несимметричным подключе- нием передатчика и приемника представляют собой несимметричную сис- тему связи, в которой синфазные помехи оказывают на экран и централь- ный проводник разное воздействие, что снижает помехозащищенность пе- редачи. Намного более высокую помехоустойчивость при передаче сигна- лов можно получить, используя дифференциальные системы связи, которые формируют из исходного несимметричного сигнала UC(t) пару противофаз- ных напряжений +UC(t) и –UC(t), и передают их по витой паре проводов, симметричной относительно «заземления». В конце линии их принимает дифференциальный приемник, который при необходимости вновь преобра- зует симметричный сигнал в несимметричный.
Таким образом, оборудование дифференциальной линии связи в об- щем случае включает помимо собственно линий в виде витых пар, диффе- ренциальные передатчики, или драйверы линий (ДЛ), магистральные (про-