книги / Электронные цифровые приборы
..pdfры представлены на рис. 5.16 сплошной линией, описываемой уравнением
А ф лЪ~ 6 - 2 7 ,З Р 3Т
Параметры некоторых известных ВФ представлены точками, леж а щими правее этой прямой. Ближе всего к теоретическому пределу
щТа
ш1 1 1 1 1 Г'II
-Г /2 |
1 |
7/2 / |
а
№
(Г/в
•0,625т О 0,625Т )
д
лежат точки 2, 3, 4, 2М, ЗМ, 4М. Это говорит о том, что оптимизи рованные К.ПНВФ обеспечивают наибольшее быстродействие при заданном подавлении помех.
ГЛАВА б
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ И НЕЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ВЕЛИЧИН
6.1. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СДВИГА ФАЗ
Чаще всего сдвиг фаз между двумя предварительно сформиро ванными сигналами и Иг определяется длительностью интервала между переходами через нуль одноименных фронтов импульсных
последовательностей (рис. 6.1). Угол сдвига фаз |
|
ф(р«д) ~ 2пР%+ *= 2т+/Т; Ф(град)==360x4-/7"> |
(6.1) |
где Р — частота исследуемых сигналов.
Сформулированный выше способ определения сдвига фаз не совпадает с классическим, в котором под сдвигом фаз понимают угол между двумя гармоническими сигналами одинаковой частоты. В принципе подобная задача решается с помощью цифровых спек троанализаторов, в которых выделяются гармонические сигналы и определяется угол сдвига фаз.
Хотя измерения сдвига фаз сводятся к измерению временного интервала, ряд особенностей, связанных с этими измерениями, не позволяет, как правило, выполнить их с помощью существующих
универсальных частотомеров-интерваломеров (ЭСЧ). Здесь возмож |
||||||||
п |
|
|
но двоякое решение: либо ЭСЧ допол |
|||||
|
|
нять специальными узлами, либо фа |
||||||
о |
|
|
||||||
|
I |
зометры |
выполнять |
как |
отдельные |
|||
|
|
приборы. |
К основным |
требованиям, |
||||
|
|
|
предъявляемым к |
преобразователям |
||||
02 |
|
|
сдвига фаз, можно отнести обеспечение |
|||||
|
|
|
заданных точности, частотного и ди |
|||||
|
, |
1— |
намического диапазонов |
исследуемых |
||||
|
сигналов. |
Высокие |
метрологические |
|||||
{ а > ) и |
я * |
[ _ у |
характеристики определяются коррек |
|||||
Рис. 6.1. Эпюры напряжений в |
тностью выбора схем и технологии |
|||||||
каналах |
фазометра |
|
главных |
узлов |
преобразователя — |
|||
|
|
|
входных |
усилителей-формирователей |
||||
и устройств |
обработки импульсных последовательностей. |
|||||||
Оба канала фазометра должны иметь идентичные и |
стабильные |
фазо-частотные характеристики. Вместе с тем и при достижении нужной идентичности возникает специфичная фазовая погрешность в каналах из-за возможного различия уровней входных сигналов. При большом динамическом диапазоне возможен случай, когда в один из каналов поступает максимальный, а во второй — минималь ный сигнал. В то время как в одном канале сигнал приобретает форму меандра уже в первом каскаде, в канале с малым входным сигналом линейный режим усиления и связанный с ним сдвиг фазы будет поддерживаться в нескольких каскадах. По возможности сле дует не допускать большого различия в уровнях входных сигналов.
Погрешность преобразователей фазы вследствие нелинейности в каскадах усиления-формирования является наиболее существен ной. Вызванное нелинейностью, асимметрией амплитудной характе ристики и дрейфом смещение осевой линии сигнала приводит к тому, что длительность положительных и отрицательных импульсов сфор мированного сигнала оказывается неодинаковой. На рис. 6.1 сум марный сдвиг фронтов в обоих каналах показан стрелками, расширя ющими положительный импульс за счет отрицательного. В работе [27] предложен метод, практически полностью исключающий по грешность из-за несимметричного ограничения полуволн сигнала.
Определение временного интервала тср относится к серединам им пульсов (точки 1Х и ^2), положение которых остается инвариантным к смещению осевой линии. Данные о положении положительных и отрицательных фронтов импульсов используются в алгоритме
2тср = (*2 — к) — М<2-и — *ц+)1 + И&-) — *«-)]• |
(6.2) |
В процессе преобразования временного интервала в цифровой код по мере уменьшения длительности тср возникает риск «перехле ста»фронтов. Этого можно избежать, пользуясь смещением шкалы:
2 (Тср + 0,5Т) = 1^(2+)—/(1-)! + №<2-1 ~ |
(6.3) |
Снизить вес погрешности квантования можно путем статистиче ского усреднения ряда повторных измерений интервала тср; для исключения возможной синхронизации исследуемых сигналов и ге нератора тактовых импульсов вводится дополнительно случайный сигнал, «размывающий» фронты одного из источников импульсной последовательности.
Рассмотренный алгоритм (6.2) допускает измерения длительно стей тср при большой асимметрии по длительности положительных и отрицательных импульсов, однако при этом несколько сужается предел измерения относительно номинального значения (2л). Кроме сужения шкалы в так называемой «мертвой» зоне (вблизи 0° или 360°) возникают ситуации, которые приводят к грубым искажениям резуль тата и полярности сдвига фаз. Так, например, пусть сдвиг фаз <р = 0, т. е. сигналы IIх и (/а совпали, однако вследствие разброса времени переключения триггеров, с помощью которых реализуется преобразователь, и нестабильности нулевой линии сформированных сигналов, последовательность, предусмотренная алгоритмом (6.2), нарушается. Если возврат 1-го триггера произойдет в точке вместо точки /(!+>, которая будет пропущена вследствие дрожания фронтов, то вместо нуля будет получено <р = 180°. Помимо алгорит ма (6.3) со смещением шкалы, исключить возможность такой гру бой ошибки можно с помощью видоизмененного алгоритма
2тср = №(2+) — ^(2—)] + №(1+) — *(1-)] ~ 2 №(1+) — *(2-)]. (6.4)
Фазометры, построенные по приведенным выше алгоритмам, от личаются хорошими метрологическими и эксплуатационными харак теристиками. Однако в реальных условиях эксплуатации зачастую во входных цепях прибора имеются высокочастотные помехи и на водки, что, в частности, приводит к многократным переходам через нуль — вблизи основного фронта имеется несколько паразитных прямоугольных импульсов (см. рис. 3.9). Поэтому здесь, как и при измерении длительности импульсов, можно использовать триггерзащелку, если сдвиг фаз достаточно велик, или применить алгоритм со смещенной шкалой (6.3). Альтернативой можно рассматривать применение биполярной фазочувствительной схемы с запоминанием полярностей импульсов в каналах (площадей перекрытия), а рас стояние между серединами полуволн (импульсов) определять через
длительности сочетаний, например, по алгоритму |
|
|
2тср = |
+ Вт,_+)] — [5т<_+) + 5 т (+_,], |
(6.5) |
где 1с(+_) — длительность интервала, на котором сигнал |
1-го ка |
нала положителен, 2-го — отрицателен; В — выходной сигнал триг гера, запоминающего совпадение полярностей, В — 1, после интер вала, где совпадали («—» «—») и В = 0, после совпадения («+» «Ч-»). Реализация алгоритма (6.5) требует схемы совпадения соответству ющего быстродействия; необходимое накопление данных и вычисле ния производятся микропроцессором.
Известным преимуществом отличаются фазометры, в которых отсчет не зависит от частоты, т. е. не требуется знать или определять
Рис. 6.2, Структурная схема-фазометра с постоянным из мерительным временем
частоту сигналов (6.1). В качестве примера рассмотрим структуру фазометра с постоянным измерительным временем (рис. 6.2). С по мощью усилителей-формирователей У-Ф и суммирующей фазочувст вительной схемы СС, выполненной по одному из алгоритмов (6.2) — (6.5), формируется последовательность импульсов с частотой 2Р (Р — частота исследуемых сигналов) и длительностью г, пропорцио нальной искомому сдвигу фаз менаду сигналами. Импульсная после довательность подается на схему совпадения ССп1, на второй вход схемы совпадения поступают высокочастотные импульсы Р0 от ге нератора счетных импульсов ГСИ. Импульсы от ГСИ подаются также на делитель ДЛ, на выходе которого формируется импульс длительностью Т. Для удобства отсчета интервал Т выбирают крат ным 360; несколько выходов делителя соответствуют поддиапазо нам измерений. С приходом сигнала Пуск через схему совпадения
ССп2 проходят пакеты импульсов |
в течение интервала Т. Всего |
через ССп2 пройдет п пакетов (л = |
2Р7), а на счетчик Сч поступит |
N импульсов: |
|
N — 2РТхР0 — ТР0ц>/л.
Таким образом получен цифровой отсчет, пропорциональный сдвигу фаз, не зависящий от частоты сигналов.
Д ля обеспечения приемлемой точности постоянное измеритель ное время Т вы бираю т достаточно большим, что определяет низкое быстродействие прибора (обычно Т = 0, 1...10 с). Все, что говори лось об уменьш ении погреш ности квантования при усреднении ряда измерений, в том числе путем введения стохастической фазовой мо дуляции, применимо и в данном приборе. Кроме того, следует учесть специфическую погреш ность фазометров с постоянным измеритель ным временем, связанную с некогерентностыо импульса времени
измерения |
(71) и последовательностью пакетов на выходе ССп1. |
|||||
При <р = 180° |
пакеты смыкаются и остается обычная |
погрешность |
||||
квантования, |
определяем ая |
периодом |
высокочастотных колебаний |
|||
(1/^о)- П ри |
у гл ах |
сдвига ф аз, близких |
к 0°, погрешность достигает |
|||
величины одного |
п акета, однако длительность пакетов мала и, сле |
|||||
довательно, |
погреш ность от |
некогерентности такж е |
совпадает с |
погрешностью квантования (один-два периода импульсной после довательности Р0). Н аиболее ощутимой оказывается дополнительная погрешность при <р = 90°; здесь она достигает Д<р = ± 0 ,5 пакета или в относительном вы раж ении
бф = ± 1/2п = ± 1/(4пТР). |
(6.6) |
Погрешность от некогерентности растет с понижением |
частоты Р, |
в связи с чем ее иногда называю т низкочастотной. Исчерпав возмож ности сниж ения погреш ности (6.6) увеличением измерительного времени Т, прибегаю т к использованию весовых функций с целью уменьшения пакетов на кр аях интервала Т. В частности, применив треугольную В Ф , можно снизить низкочастотную погрешность на порядок. В ли ян и е ш умов и их спектра на погрешность измерения временного и н тервала с достаточной полнотой рассмотрено в рабо те [58].
6.2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПАРАМЕТРОВ ПРОМЫШЛЕННОЙ СЕТИ
Постоянное участие операторов, воспринимающих и анализиру ющих информацию указы ваю щ их и записывающих приборов, контро лирующих параметры промышленной сети, не отвечает современным требованиям автом атизации управления сложными энергетическими
объектами. Н ельзя признать |
удовлетворительным решение задачи, |
при котором использую тся |
преобразователи активной мощности, |
напряжения и други х параметров в постоянный ток с последующим преобразованием последнего в цифровой код; длительность преобра
зования одного параметра |
достигает нескольких секунд, а по |
грешность и зм ер е н и я — до |
1 % . |
В процессе длительной эксплуатации (более 10 лет) вполне при емлемым о к азал ся прибор, использующий преобразователи напря жение — частота и аналоговое умножение. Принцип действия прибора
рассматривается с |
помощью упрощенной структурной |
схемы |
|
(рис. 6.3) и временных диаграмм (рис. 6.4) |
. Сетевое напряжение (ли |
||
нейное или фазное) |
и ток фазы подводятся через трансформаторы на |
||
пряжения ТН и тока ТТ к согласующим |
трансформаторам |
СТ1 и |
Рис. 6.3. Структурная схема преобразователя параметров электриче ской сети
д |
* |
Рис. 6.4. Временные диаграммы преобразователя активной |
энергии |
СТ2. Благодаря операционным усилителям ОУ1 и ОУ2 обеспечивает ся одинаковый режим работы согласующих трансформаторов и мини мальный дополнительный сдвиг фаз между током и напряжением; при необходимости включаются резисторы Я2 и ЯЗ для компенсации паразитного сдвига фаз.
Напряжение, пропорциональное току иг (?) в прямой фазе или инверсное, получаемое с помощью ОУ4 (рио. 6.4, а), через ключи
К4 или КЗ подается на генератор, управляемый напряжением, ГУН1 с начальной частотой Р01. В формирователе ФИ образуется после довательность импульсов (рис. 6.4, б) длительностью Тш, частота которых изменяется пропорционально сигналу и2 (/). В течение 1-го периода сети Тг управляющим является сигнал в прямой фазе, а в следующем Та — инверсный; выделяются интервалы Г, и Т2форми рователем периодов ФП и триггером Тг, выходные сигналы которого управляют ключами КЗ и К4. С выхода ФИ сигналы постоянной длительности Тим поступают на ключ К2, а сигналы длительностью паузы между импульсами Та — на ключи К1. На входе ГУН2 (точка а) формируется последовательность импульсов, модулированных по амплитуде под действием сигнала % (/), с учетом прямой (через К2) и инверсной (через К1) фазы, для случая совпадения фаз сигналов и, (() и и, (I) (рис. 6.4, в). В ГУН2 с начальной частотой Р20 модули рованные по амплитуде импульсы преобразуются в частотно-моду- лированную последовательность (рис. 6.4, г). Накопленные в тече ние интервалов 7 \ и Т2 импульсы в устройстве отсчета УО, вклю чающем реверсивный счетчик, используются для определения необ ходимых параметров сети. Команды сложения («+») или вычитания («—») вырабатываются узлом управления реверсом УРС по сигналу триггера Тг.
При определении активной энергии (рис. 6.4, д) к концу 1-го периода будет накоплено число импульсов
Иг = Г ((О Д + О Д Т ш иЗи + ( Л . + О Д ОД ( - «ОД + ОД) <й,
О
где 5(, 8и — чувствительность ГУН1 и ГУН2; Та — длительность паузы, Тп1 = [1/ (Р10 + 1*5{)] —- Тш; Р10, Р20— частота ГУН1 и ГУН2 при «х (() и ы2 (*)> равных нулю.
В течение 2-го периода из накопившегося числа импульсов вычи тается
г, Л^2 = ^ {(Рю *$*) Ткки8ь -(- (Р10 — 18?) 7'пг(— и5„) + Рао}
где Тп2 — [1 /{Рю —• — Тим, К концу 2-го периода в УО остается число импульсов, пропорци
ональное активной энергии:
т
Ика= м, - лга= | 48гз 0шттси = т ш.
о
При неравенстве длительностей смежных периодов 7\ и Г8 возника ет методическая погрешность из-за неравенства чисел импульсов {Р10Тг Ф Р%0Т^, которая может быть скорректирована, например, при обработке результатов на ЭВМ.
Знак при выражении для активной энергии (=р) указывает на правление потока энергии, что можно использовать в распредели тельном узле энергосистемы. Для получения показания, пропор-
ционального мощности, необходимо число Л ^ в разделить на число Ыт, пропорциональное длительности периода. С этой целью сигналы, определяющие границы периода, с выхода триггера Тг управляют включением счетчика Сч, на который поступают кварцевые метки с генератора КГ. В делителе Дл число делится на Ыт, результат соответствует активной мощности Ыр — ЫуаШт. Д ля получения СКЗ тока или напряжения в УО накапливается число, пропорцио нальное
N = к ^ Р<И или N — к | иЧ1;
далее с помощью извлекателя квадратного корня ИКК получаем искомое значение N1 или Ыц. Соответствующие сигналы комму тации узлов схемы вырабатываются устройством управления и ком мутации УУК. По сигналу УУК узел калибровки УКлб включает на входы трактов образцовые сигналы и, в случае отклонений от но минальных показаний, происходит автоматическая регулировка операционных усилителей или коррекция при обработке результа тов с помощью ЭВМ. Такт калибровки занимает 2 периода сети и мо жет проводиться один раз в течение цикла контроля совокупности параметров.
Прибор можно приспособить для контроля трехфазной сети пу тем увеличения соответствующих узлов; при этом на сумматор Сум поступают в определенном порядке потоки импульсов еще и от других преобразователей ГУН2. Показание УО, пропорциональное активной энергии трехфазной сети, по методу трех ваттметров,
т
= к | (иа1а + иь1ь + ас1с) 6*1
О
то же методом двух ваттметров [15]
г
ЛГ»в= к ^ (иаь1а+ чсЬ1с) 61.
О
Изменением комбинации входных сигналов определяют реактивную
энергию
т
Уч>г ~~ К ^ (ЦаЬ1с"1“ иьс1а Ч" Мса^ь)61.
О
Преобразователь обеспечивает непрерывное (практически без потерь частей сигналов) преобразование аналоговых сигналов в цифровой код; сравнительно высокое быстродействие (2—3 периода сети на контроль одного параметра) позволяет включить в цикл контроля большое число различных параметров сети при достижимой погреш ности измерения 0,1—0,2 %. Перспектива повышения точности измерения связана, главным образом, с совершенствованием преоб разователей напряжение— частота ГУН в части их точности и линей ности.
Успехи микроэлектроники, в особенности в части микропроцес сорных комплектов, позволяют вернуться к реализации известной давно структуре преобразователя параметров сети, основанного на предварительном преобразовании мгновенных значений тока и на пряжения в цифровой код. Упрощенная структурная схема преобразо вателя показана на рис. 6.5. По сигналу, поступающему из узла формирования управляющих импульсов ФУИ, открываются одно временно на устройствах выборки и хранения УВХ1, УВХ2 пути для входных сигналов » (I) и и (/). Следующим импульсом ФУИ комму татор Ком направляет на вход АЦП напряжение, фиксированное в УВХ1 и, будучи преобразованным в цифровой код (Йц), переда ется в соответствующий регистр
микропроцессора МП. Следую |
|
|||||
щим тактом в цифровой код пре |
|
|||||
образуется |
выходной сигнал |
|
||||
УВХ2 (Ии]). В МП содержимое |
|
|||||
двух |
регистров |
перемножается |
|
|||
и передается в |
накапливающий |
|
||||
сумматор. |
Процесс повторяется |
|
||||
п раз |
в течение |
периода |
сети. |
|
||
Длительность периода определя |
|
|||||
ется с |
помощью формирователя |
|
||||
периода ФП и кварцевого |
гене |
Рнс. 6.5. Структурная схема преобра |
||||
ратора |
КГ. Цифровой код |
дли |
||||
зователя параметров сети с обработ |
||||||
тельности периода (Ы) использу |
кой цифровых кодов входных величин» |
|||||
ется в МП при определении |
ак |
|
тивной и реактивной мощности (Ыр и Л^). Необходимые измене ния в порядке работы коммутатора происходят по сигналам МП. В некоторых микропроцессорных комплектах имеются узлы, спо собные выполнять функции ФУИ.
Цифровой эквивалент параметра сети, например активной энер гии, определяется за один период сети согласно формуле
а д , ,
/=1 где ДТ — шаг дискретизации; п — число шагов дискретизации за период Т.
Обработка дискретизированных сигналов обусловливает так на зываемую погрешность дискретизации, которая зависит от выбран ного числа выборок п за период и угла сдвига фаз между входными сигналами <р. При использовании современных микросхем нетрудносоздать АЦП (например, конвейерного типа) с временем двукратно го преобразования постоянного напряжения в 11-разрядный двоич ный код около 12 мкс. С учетом длительности выборки в УВХ, рав
ной 4 ^ |
1 мкс, длительности коммутаций, умножения и вспомага- |
|||
тельных |
операций |
длительность измерения |
одного параметра не- |
|
превышает 20 мкс |
и, следовательно, число |
дискретных выборок |
||
ва период п — |
1000. Так как чаще всего потребляемая мощность- |
|||
носит активный |
характер, можно принять, что сдвиг фаз ограничнва- |
«тся значениями <р » 0 — я/6. При указанных значениях п и <р погрешность дискретизации бд 3^0,01 %. Погрешность, вносимая УВХ, как показано в гл. 4, не превышает 0,01 %. Практически погрешность прибора определяется в основном погрешностью АЦП, которую можно оценить значением 0,1 %.
6.3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СОПРОТИВЛЕНИЯ ПО СТО ЯННО М У ТО КУ
Наряду с автоматическими мостами постоянного тока, предна значенными для измерения сопротивлений, широко распространены прямопоказывающие цифровые омметры, в которых исключен про цесс уравновешивания. Прибор состоит из преобразователя сопро тивления в пропорциональное ему постоянное напряжение, измеря емое цифровым вольтметром. При отсутствии паразитной реактив ности в тракте преобразователя быстродействие определяется, в основном, скоростью работы цифрового вольтметра. Погрешность, разрешающая способность и динамический диапазон вольтметра, должны быть согласованы с аналогичными характеристиками преоб разователя сопротивлений. Рассмотрим некоторые способы постро ения преобразователей сопротивления.
Достаточно часто применяется простейший преобразователь на ■базеоперационного усилителя (рис. 6.6, а). При выполнении условий
/ с » а д . * / в * « ; л > = . а д выходное напряжение преобразователя
о вы* — о х — / 0д*.
Схема неприменима для измерения сопротивлений заземленных резисторов, а также не подходит для очень высокоомных и низкоом ных резисторов. Влияние входного тока ОУ можно скомпенсировать в процессе установки нуля; однако в случае высокоомных резисто ров даже небольшие изменения / м становятся соизмеримыми с ма лым образцовым током / 0, начинают сказываться и токи утечки, обходящие цепь с Кх. Введение экрана Э для уменьшения влияния наводок и токов утечки дает определенный положительный эффект; тем не менее трудно выполнить точные измерения сопротивлений высокоомных резисторов. При измерении низкоомных сопротивле ний требуется мощный источник образцового напряжения Е0 и соответствующий выходной каскад ОУ, способные развить большой ток /„; эти обстоятельства и ограничивают предел измерения низко омных сопротивлений.
Частично отмеченные ограничения устранены в преобразователе, показанном на рис. 6.6, б. От источника Е0 не требуется скольконибудь заметный ток; образцовый ток / 0, протекающий по измеряе мому Кх и образцовому резисторам, поставляется выходным каскадом ОУ. Значение Кх определяется из зависимости
ивы* — е 0 4~ /о/?*.
Для обеспечения значительного динамического диапазона измеряе-